多模光纤通信系统

多模光纤通信系统（精选7篇）

多模光纤通信系统 第1篇

随着网络应用的普及,人们对带宽的需求日益增长,以太网发展迅速,千兆以太网已经不能满足人们的需求,因此对万兆以太网(10 Gb/s以太网,10 GbE)的研究迫在眉睫。2002年6月,IEEE 802.3ae 10 Gb/s以太网任务组确定了10 Gb/s以太网的标准,规定在已敷设的多模光纤(MMF)上传输10 Gb/s以太网的距离为220 m[1]。2004年11月,新标准中将传输距离延长到300 m[2]。

目前以太网系统的光纤大部分是在考虑10 Gb/s以太网应用之前制造和敷设的,因此没有规定和考虑10 Gb/s以太网的应用特点。例如,早期FDDI(光纤分布式数据接口)敷设的MMF非常适合于1 Gb/s以太网,并能达到3.125 Gb/s的数据速率。由于以太网中的MMF存在严重的色散问题,因此它几乎不能直接进行10 Gb/s串行通信[3],其3 dB带宽距离乘积为600 MHz·km,用它进行10 Gb/s速率数据传输,其距离只有60 m,这远远低于IEEE 802.3ae标准中300 m的要求[4]。有效地降低以太网中MMF色散是10 Gb/s以太网MMF系统应用的关键。针对这个问题,目前提出两种解决方案:a.重新敷设适合10 Gb/s以太网用的新型光纤[5]。这种方案需要重新进行光纤的敷设和组网,大大增加了组网成本,阻碍了10 Gb/s以太网的推广应用。b.利用现已敷设的MMF,采用一系列降低色散影响的方法,使MMF在10 Gb/s以太网中的传输距离达到IEEE 802.3ae标准的要求,这样可以极大地降低组网成本。本文将介绍几种有效解决10 Gb/s以太网中MMF色散问题的方案。

1 基于WDM技术的10GBASE-LX4标准[6]

IEEE 802.3ae中定义的10GBASE-LX4标准是10GbE的物理层实现方法,其采用在WDM中将高速数据信号分成多个低速信号,然后通过同一条光纤的多个波长传输。LX4标准被认为是通往10 Gb/s以太网的低速之路。LX4标准是一种现行标准,它同时支持10 km的单模光纤和300 m的传统MMF。LX4标准充分利用公共的XAUI(10 Gb/s附属单元接口),从而降低成本。LX4模块可借助4条数据速率为3.125 Gb/s的通道中的任意一条来实现10 GbE。虽然模式色散仍然会发生,但较大的“眼”允许光纤的传输距离较长。符合规范的LX4模块将轻松超越IEEE 802.3ae标准规定的MMF链路的长度极限240～300 m。LX4模块的最佳实现方法是采用MSA(多来源协议)收发器,如Xenpak。Xenpak的电输入端是XAUI,可提供12.5 Gb/s的总带宽或10 Gb/s的以太网数据带宽,其包括4个差分通道,每个差分通道的运行速率为3.125 Gb/s。首先,电路对4条3.125 Gb/s通道重新定时,然后每条通道驱动一个激光器,最后波分复用器把这4个波长组合在一起,在一根光纤上传输。4个光发射器必须严格满足规范:各发射波长中心间距25 nm,宽度约13 nm。使用DFB(分布式反馈)激光器就能够很好地满足上述 LX4模块必需的特性。虽然这种技术在概念上非常简单高效,但它要求多个Tx(发射模式选择输入端)和Rx(接收模式选择输入端)器件及分路器和合路器,因而受到了元器件成本和体积的限制。

2 OFDM[7]

正交频分复用技术(OFDM)是多载波调制(MCM)的一种。这种技术通常应用于无线领域,为10 Gb/s数据以太网链路提供了一种思路。其主要思想是:将信道分成若干正交子信道,将高速数据信号转换成并行的低速子数据流,调制到在每个子信道上进行传输。使用OFDM可以将10 Gb/s信号流变成若干个低速信号流,每路信号流的速率越低,“眼”就越大,这样光纤的传输距离就能更长。而且OFDM中各个子信道相互正交,正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开,减少了子信道间的相互干扰(ICI)。

使用OFDM的光纤系统能够抗射频信道的多径效应,从而能够适用模式色散比较严重的MMF。并且这种技术对光纤传输信号的幅度和相位失真也有很好的解决办法,即在此基础上使用DQPSK(差分四相移相键控)调制,可解决这两类失真。虽然OFDM在频谱效率方面具有优势,但计算程度高,且信道的选择必须满足傅立叶反变换规则,限制了其在10 Gb/s以太网中的应用。

3 SCM[8]

副载波复用(SCM)为增加现有的通信系统容量提供了一个重要的解决方案,它将高速信号流分成多个低速信号流,利用低速信道中模式色散较小的特点,延长了光纤的传输距离,解决了系统中MMF应用受到限制的问题,符合10 Gb/s以太网的应用标准。SCM与OFDM不同之处在于SCM是将多路低速信号调制到不同频率的射频(超短波到微波频率)上,然后将多路射频信号复用后再调制到一个光载波上。在整个过程中不需要对射频频率进行严格选择,故计算程度不高。SCM在接收端采用光网络单元(ONU)实现解调。SCM在多路窄带信道中传输低速信号,色散较小,整个系统的带宽不受多路信道传输信号的影响。在控制信道上使用SCM,不仅能够降低网络成本,还可解决控制信道的竞争。由于信道的选择没有OFDM那样严格的限制,因此各个副载波之间存在交调干扰(ICI),解决方法是尽可能提高各个激光器的线性,准确定位各路副载波的频率,但这样会提高系统成本,且较难实现。此外,因为SCM本身属于模拟通信技术的一种,所以其对噪声以及非线性失真比较敏感。

4 多进制数字调制[9]

多进制数字调制为基于300 m MMF传输10 Gb/s数据的以太网链路提供了一个很好的解决方案。在光纤链路中实现M(M>2)进制数字调制,可使每个符号携带lbM b信息,比特率B=S lbM,其中S为符号速率,M为调制电平数。多进制数字调制方式通过增加调制电平数,使单个符号能够携带多个比特的信息,这样在信道中传输数据的速率仍然可以保持低速,而信息速率能够达到10 Gb/s,这种方法能在不显著增加色散的情况下提高信息速率和频带利用率。但是其代价是增加了信号功率和实现上的复杂性,而且随着调制方案复杂度的增加,噪声的问题也会越发严重。此外,多进制数字调制对线性度的要求也很高。

5 扩展频谱[10]

扩展频谱通信(SSC)简称扩频通信,其特点是传输信息所用的带宽远大于信息本身带宽。扩频通信技术在发送端以扩频编码进行扩频调制,在接收端以相关解调技术恢复信息数据。这一技术的理论基础是香农公式:C=W 1b(1+S/N),其中W为带宽,C为信道容量,S/N为信噪比。从该公式可知增加带宽可以提高信息传输速率,而不影响信噪比。扩频技术是通过扩频编码增加传输信息带宽,可将信息速率提高到10 Gb/s,而损耗及色散不影响信噪比,有利于接收端无失真地恢复信号。在扩频技术中,每个符号编码到一个数码序列中,序列设计具有特定属性,使其能够共享介质,解决色散问题,获得编码增益。但这种技术采用分片速率,它是码速的倍数,限制了其在10 Gb/s以太网中的应用。

6 均 衡

均衡技术广泛应用于无线通信和有线铜缆通信中。均衡或电色散补偿(EDC)是一种极具吸引力的技术,它允许在10 GHz带宽上进行实时处理,没有庞大复杂的开销。从本质上看,它采用数字滤波器“校正”信道损伤。只需以要求的速率调节数字滤波器的抽头加权,以适应信道随时间变化的特点。对MMF应用,其量级是几十赫。在10 Gb/s以太网中,电均衡的关键是将包括MMF在内的基带信道近似为线性模型。在此基础上计算MMF功率转移函数。MMF的功率转移函数不仅取决于光纤本身的折射率分布和缺陷方式,还和入射高斯场的半径以及入射偏置位置有关,应综合考虑这些不同的参数条件。文献[11]通过具体的仿真试验证明多种参数组合判决反馈均衡能够满足已敷设MMF在10 Gb/s以太网中传输距离达300 m的要求。均衡技术能够补偿与300 m传统MMF有关的色散效应,是保证小型化、低成本和低功耗的解决方案,因而具有广阔的应用前景。

7 结 论

我们把目前提出的解决10 Gb/s以太网中MMF色散管理方案的优缺点进行了归纳,见表1。

上述各类技术方案各有利弊,这些方法的核心思想大都是通过复用或调制技术降低色散的影响,达到增加光纤传输距离的目的。它们从不同的角度解决了以太网中信息速率与色散的矛盾,其中10GBASE-LX4标准、OFDM和SCM在解决色散的问题上都是将高速数据流变为多个低速数据流,利用低速数据流在光纤中色散较小的特点,解决了10 Gb/s以太网的色散问题;多进制数字调制则是通过调制使单个符号携带多个比特信息,保证信道中传输低速信号,降低了色散;扩展频谱是通过扩频编码增加传输信息带宽,提高信息速率而不影响信噪比;均衡技术则是采用数字滤波器“校正”信道损伤,通过改变数字滤波器的抽头加权,实现色散补偿。在这几种技术方案中,均衡技术方案采取色散动态补偿,具有小型化、低成本、低功耗和应用广泛等特点,是最具有应用前景的。

参考文献

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多模光纤通信系统 第2篇

1 BOTDR基本原理

图1为分布式光纤传感系统示意图, 探测光注入到光纤后, 由于探测光与光纤中介质晶体结构之间的相互作用, 在光纤中产生了自发声波场, 在其作用下, 光纤产生后会向布里渊散射, 并且该散射光的频率相对于入射光频率会发生一定的偏移, 所以, 将其称为布里渊频移。布里渊频移与光纤的温度和应变呈线性关系, 用公式表示为:

式 (1) 中:fB (ε, T) 为温度T下在光纤距离Z处产生应变为ε时的布里渊频移;fB (0, T0) 为温度T0下光纤在无应变时的初始布里渊频移;Cs为光纤的应变系数;CT为光纤的温度系数。

2 多模光纤BOTDR系统的光路接口原理

光在光纤中传输需要满足全反射条件, 只有满足发散角小于arcsin (NA) 的光线才能通过全反射传输, 而发散角大于arcsin (NA) 的光线则会被损耗和吸收。NA为光纤的数值孔径:

式 (2) 中:Δ为相对折射率差。一般多模光纤NA多为0.3, 纤芯半径一般为62.5μm/50μm, 单模光纤NA单为0.1, 纤芯半径一般为10μm。由此可见, 如果多模到单模光纤之间没有耦合器件, 多模光纤出来的光只有极小的一部分才会耦合进入单模光纤, 采用多模光纤到单模光纤直接对接, 其耦合效率通过模拟仿真只有0.1%.

由图1可知, BOTDR系统与被测光纤在测试过程中, 存在BOTDR系统→被测光纤和被测光纤→BOTDR系统的双向耦合。目前的BOTDR产品光路接口内都为单模接口, 如果将被测光纤直接替换为多模光纤, 那么, BOTDR系统与被测光纤的双向耦合系统将分别变为单模→多模直接耦合和多模→单模直接耦合。由于多模→单模的直接耦合系统耦合效率极低, 将被测光纤直接替换为单模光纤, 会导致BOTDR系统接收的后向布里渊散射光强度剧烈下降, 进而导致无法测量。

本文设计的光路接口主要是由自聚焦透镜和非球面双凸透镜组成, 其结构如图2所示。光从多模光纤中入射到自聚焦透镜中, 由自聚焦透镜经双凸透镜入射到单模光纤中, 通过ZEMAX模拟仿真可知, 多模光纤到单模光纤的耦合效率能达到45.145%, 耦合效率计算结果如图3所示。

3 实验结果与分析

本文使用中国电子科技集团公司第四十一研究所研制的AV6419光纤应变分布测试仪进行实验。AV6419光纤应变分布测试仪的应变测试精度最高达10με, 空间分辨率为1 m, 最大测试量程达80 km, 是目前国际上最先进的BOTDR产品。

结合本文研制的光路接口后, AV6419光纤应变分布测试仪成功地完成了对多模光纤的应变测试。在此次实验中, 利用光纤拉伸装置拉伸了1.203 km处的光纤, 拉伸距离从4 000~6 000μm, 步进400μm, 实验结果如图4所示, 应变与拉伸距离的线性关系曲线如图5所示, 其线性度可达99.81%.由此可见, 使用本文提出的光路接口后, AV6419光纤应变分布测试仪测试可以准确地得到多模光纤的应变数据。

4 结论

本文提出了一种可以令目前BOTDR产品测试实现多模光纤的光路接口, 并设计了光纤拉伸实验验证多模光纤应变测试的可行性。测试结果线性良好, 线性度达到99.81%.实验结果表明, 本文设计的光路接口能够令现有的单模BOTDR实现多模光纤应变测试, 对克服单模传感光缆缺陷, 扩大BOTDR产品的应用领域, 提升BOTDR对复杂铺设环境的适应能力有重要的意义。

参考文献

[1]黄健, 章丹峰.国内BOTDR分布式光线监测技术试验研究与工程应用概述[J].建筑监督检测与造价, 2013, 6 (4) :6-10.

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多模混合通信技术研究及应用 第3篇

我国从上个世纪九十年代开始就已经开展了用电信息采集系统的试点建设。如在1996年开始建设用电负荷管理系统, 在1999年的时候开始建设低压集中抄表系统, 在2007年的时候开始建设能量采集与管理系统。

用电信息采集系统是基于智能电能表和网络通信技术, 实现对电力用户的用电信息采集系统建设, 是建设智能电网的重要组成部分, 是推进“三集五大”的重要举措, 也是提升服务能力的必由之路。改系统覆盖全部电力用户, 可实现用户用电信息全部采集、费控、在线监测用电状态, 实现线损精益管理, 促进客户调整用电习惯, 引导能源资源有效利用, 提高电网企业服务能力。

2008年, 国家电网开始推行电能信息采集系统, 规划用3-5年时间实现全网的电能信息采集, 这将未智能电网的集成通信系统提供一个强大信息网络平台, 保证了数据的双向实时高速传递。2009年5月国家电网公司正式对外公布了坚强智能电网计划。组织开展的大电网安全关键技术研究、数字化电网关键技术研究、电力电子关键技术、特高压同步电网安全稳定运行关键技术研究, 以及SG186工程、电力通信建设、用户用电信息次啊及系统建设等都为建设我国智能电网奠定了坚实的基础。

2010年1月21日国家电网公司《关于加快用电信息采集系统建设的意见》确定:“利用五年时间建成覆盖公司系统全部用户、采集全部用电信息、支持全面电费控制, 即‘全覆盖、全采集、全费控’的采集系统”。

按照国家电网公司的采集系统建设五年规划, 要求各网省公司加快采集系统建设, 采集系统建设和运行涉及面广、环节多、建设任务重, 通过开展对用户用电信息采集系统 (以下简称采集系统) 建设和运行相关问题的研究, 选择科学合理的数据采集方案, 从而确保采集系统工程建设规范有序、投运系统安全可靠运行。

1理论分析

窄带电力线载波是一种使用电力供电线路作为通信介质, 进行数据传输的通信技术, 载波信号频率范围为3k Hz~500k Hz, 载波通信速率从几十到几百bps, 调试方式有频移键控 (FSK) 、相移键控 (PSK) 、正交频分复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 等。

载波通信是利用其固有的配电线网络拓扑、辐射状树型结构, 以点对多点的通信模式。载波信号沿着配电网线路传输到配电网络的每一条分支及线路的每一个节点, 各台区相互独立, 台区间相互干扰相对较小, 无需架设额外的通信线路, 载波表只需接上电源即可, 工程施工和日后的系统维护方便。

现场受用电用户电器的切投及电器电源设备影响, 电力线上存在有连续的尖峰噪声干扰、负载阻抗随机变化、信号衰减大的现象, 并且不同时间、不同用电节点、不同台区的通信实时性和可靠性都存在很大的差异。窄带电力线载波受通信带宽及通信频点限制, 通信速率较低 (几十到几百bps) 。适用于对实时用电数据要求低、电表分散、工程施工难度大的地区。

微功率无线利用民用抄表频段470~510MHz, 基于Ad-hoc和Mesh (网状) 网络的设计理念, 采用动态适应的受控、自组网网络, 自动跳频, 自动多级路由, CSMA/CA冲突避让机制, 提高微功率无线通信的实时效果, 完成对各种复杂社区的充分覆盖, 实现低压用户居民可靠抄表。

微功率无线抄表系统但与传统的交换式网络相比, 它省略了繁琐的节点布线环节, 添加或移动设备时, 无需人工干预, 无线AP呈网状分布, 不受具体供电台区限制, AP均采用点对点方式通过无线中继链路互联, 采用多跳网络结构, 节点数量和网络覆盖范围伸缩性强。每个短跳的传输距离短, 只需较小的功率就可以实现数据传输, 节点之间的无线信号也具有很强的抗干扰性, 不受电力环境变化影响, 能够有效提高网络的信道质量和信道利用效率, 进一步扩大了其网络容量。

微功率无线抄表技术不受电力线上连续高强度的干扰影响, 使用民用频段进行数据传输操作, 适用于对于抄表实时数据要求较高, 电表均安装在户外或者楼道内, 施工难度较大的区域。

直接序列扩频是高安全性高抗扰性的一种无线序列型号传输方式, 简称直扩方式 (DS方式) 。直接序列扩频通过利用高速率的扩频序列在发射端扩展信号的频谱, 而在接收端用相同的扩频码序列进行解扩, 把展开的扩频信号还原成原来的信号。直接序列扩频技术在军事通信和机密工业中得到了广泛的应用, 现在甚至普及到一些民用的高端产品, 例如信号基站、无线电视、蜂窝手机、无线婴儿监视器等, 是一种可靠安全的工业应用方案。

直接序列扩频通信方式具有超高接收灵敏度, 最低可达-136dbm。

通讯距离远, 空旷距离可达10公里以上。

抗干扰能力强, 可在比噪声电平低21db的条件下通讯。

有效通讯速率低, 最低约300bps。

2多模混合通信方式实现

多模混合通信方式由电力线载波、微功率无线、直序扩频三种通信方式构成, 功能节点由功率放大、耦合变压器、窄带调频中放构成电力线载波通信 (PLC) 模式功能模块, 微功率微功率无线频移键控 (FSK) 通信模式功能模块及微功率无线直序扩频 (DSSS) 通信模式功能模块由无线专用芯片进行提供, 各功能模块相对独立, 在单片机 (MCU) 的配置管理下, 自行进行通信模式切换, 完成数据通信操作, 如图1。

多模混合通信模块无线通信部分选用SX1276芯片, SX1276为Semtech公司新推出的最新Lo Ra TM调试方式无线收发芯片, 具有超远距离扩频通信及高抗干扰性及极小工作电流特点, 支持FSK/GFKS调试方式及Lo Ra (远程) 扩频调试方式。使用BSSS直序扩频调试方式, 芯片在低成本方案使用普通晶体时, 可提供高达-148d Bm接收灵敏度, 内部集成的+20dbm的功率输出, ISSI信道侦测功能, 适用于任何复杂的无线数据传输应用。

采用mesh网络结构, 以集中器为中央路由节点, 所有智能电表都做为客户端组成mesh网络跟集中器进行信息交换。无线通信部分采用扩展频谱以及QPSK调制技术进行通信, 同时采用帧同步、帧校验技术进行数据帧传输。

3多模混合通信组网通信方式研究

由多模混合通信方式节点所组建的通信网络, 以主节点为中心, 各子节点依据自身与主节点及周围节点的通信状态自动选择通信方式 (电力线载波PLC、微功率无线频移键控FSK、微功率无线微功率无线直序扩频DSSS) , 构成稳定通信网络。

低压电力用户节点分布受建筑物环境及居民用户电能表安装位置影响, 单一通信模式下受到干扰及信号屏蔽影响, 导致各子节点有效通信距离不一, 容易出现信号孤岛现象, 采用多模混合通信系统可以很好的解决这个问题。

如图2所示, 多模混合通信系统以微功率无线频移键控 (FSK) 通信方式为主体构建高速mesh网络, 以解决大部分节点实时通信问题。节点5与节点8收建筑物的严重遮挡屏蔽, 导致微功率无线频移键控 (FSK) 通信及直序扩频 (DSSS) 通信方式不能进行通信, 节点5切换到电力线载波 (PLC) 通信方式完成与节点8的通信操作, 完成微功率无线频移键控 (FSK) 通信模式与电力线载波 (PLC) 通信方式切换操作, 节点8组网通过电力线载波 (PLC) 通信方式完成之后继续使用微功率无线频移键控 (FSK) 通信方式与节点7、9进行数据通信, 完成电力线载波 (PLC) 通信方式与微功率无线频移键控 (FSK) 通信方式转换;

节点7与节点6受建筑物屏蔽阻挡及载波通信距离超限问题, 微功率无线频移键控 (FSK) 通信模式及电力线载波 (PLC) 通信模式均不能进行有效通信, 节点7切换到直序扩频 (DSSS) 通信模式与节点6进行数据通信, 完成微功率无线频移键控 (FSK) 与序扩频 (DSSS) 通信模式切换, 节点6接收到节点7发送的直序扩频 (DSSS) 通信模式数据帧后, 同样以直序扩频 (DSSS) 通信模式进行数据帧响应, 节点7接收到节点6返回的直序扩频 (DSSS) 通信模式数据帧后, 以微功率无线频移键控 (FSK) 通信模式向上一级节点8进行数据响应, 完成直序扩频 (BSSS) 通信模式与微功率无线频移键控 (FSK) 通信模式切换操作。

4结束语

本文通过对窄带电力线载波、微功率无线键相频移、直序扩频三种通信技术在低压集抄应用场景下各自的优缺点, 通过网络建设、日常维护、功耗、通信稳定性、实时性等各方面进行全方位的比对, 并进行系统方案组建。本文研究了多模混合通信组网通信方式, 以优势互补的形式, 充分发挥各通信技术的优势, 形成有机融合, 根据不同场景特点, 选择不同的通信方式, 完成网络组建及数据交互, 提高通信稳定性及实时性。

参考文献

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多模光纤线路的组合二阶失真分析 第4篇

近年来,在光通信网的短程应用中,如何提高多模光纤带宽距离积的应用研究很多[1,2,3,4]。为了提高带宽,研究精确的光纤信道传输模型[5]显得尤为重要。常用的方法是基于耦合功率流方程,采用这种方法可以描述数字脉冲的传输[6],但是考虑模拟信号或基带、射频信号传输时,则存在一定的局限。在这种情况下,需要考虑传输电场信号的方法,提出基于多模光纤的电场传播模型,模型中考虑不同的光源损耗,包括时域相干光源、空间相干光源、光源啁啾参数、模内、模间色散和模式耦合等诸多因素的影响[7]。本文基于电场传播模型方法得到了多模光纤线路的组合二阶失真,分析了在多模光纤上传输宽带射频信号的情况,具体分析估计了多模光纤线路中的二阶谐波失真和互调失真,并给出了分析结果,为光通信网络中多模光纤的应用提供了参考。

1 光接收功率分析

基于文献[7]中多模光纤线路的传输函数,线性频响表明了光纤传输宽带无线电信号的潜力。在实际工程应用中,对于在多模光纤线路中传输的模拟信号,分析其非线性的谐波、互调失真是必不可少的,其中组合二阶失真是主要的失真指标之一。采用副载波复用时,调制信号由多路射频信号组成。图1所示为多模光纤线路示意图,该线路由光源、光外部调制器、多模光纤和光检测器组成。假设调制信号由频率为f1和f2的两个射频信号组成,则已调波信号可以表示为

undefined

式中,P为平均传输光功率;m0为调制系数;α为光源啁啾参数。

图1中调制信号通过外部调制器调制之后经过多模光纤传输,光检测器接收到的射频信号中主要包括f1和f2分量,其中Ω1=2πf1,Ω2=2πf2,另外产生了谐波分量2f1和2f2,以及互调分量f2-f1和f2+f1,经过多模光纤线路传输后的接收功率可表示为

undefined

式中,m和n=1…M代表模式数目;Cmn为光注入系数,考虑满注入情形则设为1/M;Gmn为不同模式的耦合系数;Umn与注入系数和耦合系数之和有关。式(3)中第1个指数项是由光源啁啾参数引起的载波抑制效应;第2个指数项取决于不同模式群组对信号传输引起的干扰;第3个指数项取决于群延时τn和τm。Amn(Ω1,Ω2)为二阶谐波失真和互调失真的共同影响,如式(4)所示,即

undefined

式中,Amn(Ω1)和Amn(Ω2)表示原信号的传输,展开为式(5);Amn(2Ω*)和Amn(Ω2∓Ω1)分别表示二阶谐波失真和互调失真分量。

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式(4)中涉及到的二阶谐波失真Amn(2Ω*)和互调失真Amn(Ω2∓Ω1)分别由式(6)和式(7)表示,其中Ω*可以表示Ω1或Ω2。

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2 组合二阶失真仿真分析

假设对于所有模式一阶色散参数都是相等的,即βundefined≈βundefined,∀m。由分析可知:一阶色散与调制系数m0成比例,那么二阶谐波失真与mundefined成比例。这就说明增大m0可以提高信噪比,但同时也增大了失真。当Ω1=Ω2时,Ω2+Ω1处的互调失真相当于2Ω2处的失真。

以下分析估计二阶失真的影响,采用在有线电视(CATV)和手机系统中常用的方法。对于CATV系统中每一个信道的组合二阶失真部分的功率与载波功率的比值(CSO/C)一般要求<-53 dBc。谐波失真的CSO1/C和互调失真的CSO2/C分别表示为

undefined

为了估计非线性部分对系统性能的影响,考虑一般频率的倍数,如f1=f和f2=4f1=4f。每一个频带接收功率的频率响应如图2所示,参数设置如下:5 km的多模光纤,分布反馈式激光器的发射波长为1 300 nm,光束的线宽均方根为10 MHz ,光源啁啾值为零,调制系数mo=0.01。

由图2可知,调制信号f1和f2的接收功率为0～-40 dB,而二次谐波分量和互调分量的接收功率为-60 ～ -100 dB。图中多模光纤线路射频信号传输的频率响应与不同自由光谱范围的微波光子横向滤波器的输出类似,没有载波抑制效应。

由式(8)和式(9)分析计算二阶谐波失真和互调失真,结果表明:光谱相当于在基带f1的线性频响,CSO/C的值<-60 dBc 。这就说明在这些频谱范围,谐波、互调失真的影响可以忽略,即当调制频率在线性频率响应的一个谐振频率带时,谐波、互调失真可以忽略。值得注意的是频率响应的3 dB带宽和谐振频率依赖于光纤传播的模式群组数目和模式延时的传播,所以通过改变线路的长度、纤芯渐变折射率剖面分布、发射波长和光束注入情况等可以调整频率响应的范围。另外,在光谱谐振频率之外组合二阶互调失真的阈值范围为-40 ～ -80 dBc,足以应用在工程实际中。通过计算可以得到调制系数m0=0.05时,CSO/C组合失真的取值范围是-30～-70 dBc。

3 结束语

光纤具有很宽的带宽和低的传输损耗,因而适合传输多频道射频信号。本文分析了在多模光纤上传输射频调制信号时,二阶谐波失真和互调失真的影响,分析表明当调制系数m0=0.01时,若CSO/C组合失真<-50 dBc,谐波失真和互调失真可以忽略。采用副载波复用技术,对于在中短距离多模光纤线路中提高传输容量具有广泛的应用前景。

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阶跃型多模光纤的选择性模式激励 第5篇

长久以来,模式色散一直是限制多模光纤应用的一个重要因素,因为多模光纤中可以传输多个模式,而各个模式间的传输速度、传输路径不同,导致到达光纤接收端的时延不同,从而造成光脉冲的展宽,因此如何减小色散是光纤通信的重要研究内容之一[1,2]。由于具有较小的模式色散,在光纤通信系统中使用的多为折射率渐变光纤[3,4,5,6]上,对多模光纤中模式激励的研究也主要是针对折射率渐变光纤[7,8]。随着光信息处理技术的发展,开始利用模式色散产生的时延来实现光信息处理技术,如全光积分器[9],利用模式色散增强色度色散[10]等。因此,需要采用阶跃型多模光纤来引入较大的模式色散。然而,在基于模式色散的光信息处理技术中,如何准确地激励出满足条件的模式一直是其应用的一个重要限制因素。比如,利用模式色散增强色度色散需要激励出一个特定的模式,而基于模式色散的积分器则需要激励出具有相同的功率大小的模式,所以有必要研究阶跃型多模光纤的模式激励问题。文中通过数值仿真和实验研究了如何选择性地激励阶跃型多模光纤中模式的问题。功率耦合系数是选择性模式激励研究中的一个重要定量参数,对于折射率渐变光纤,可以通过解析方法来研究,推导出特定形式的入射光束对模式的激励情况[11,12,13],但是,对于阶跃型多模光纤没有解析解。文中根据功率耦合系数公式编写Matlab程序进行仿真,这个程序对于任意的入射光束都适用,只要知道入射光束的表达式,就可以得到不同入射条件下,能够激励起的光纤中各个模式的功率。最后,通过实验测试了不同入射角度下,激励起的光纤中各个模式及其模间色散的情况。

1 基于高斯光束的阶跃型多模光纤的选择性模式激励

下面是入射光束激励起的光纤中各个模式的功率耦合系数的表达式

其中,是入射光束的模场表达式;是光纤的模场表达式;Acore是纤芯的面积。

为了方便与折射率渐变光纤的模式激励情况作比较,使用高斯光束为例进行仿真。

假设有一个线性偏振的高斯光束,其几何图由图1所示。表达式如下[14,15]

其中,w(z)为z处的光斑半径;w0为z=0 处的光斑半径,也就是光斑的束腰半径;R(z)为z处的波前曲面的曲率半径,当z=0 时,R=+∞;offset为x方向的偏移;δ为x方向的倾斜角;k=nk0为空间波束。

阶跃型光纤中的线性偏振模LPmn的模场表达式为[16]

其中,Jm(x)为第一类贝塞尔函数;Km(x)为修正贝塞尔函数;a为纤芯半径;U是纤芯中的归一化横向参数;W是包层中的归一化横向参数[17]。

首先求解阶跃型多模光纤的特征方程[16](式(5)所示)。

获得传输模式的归一化传输常数b,如图2 所示。按照归一化传输常数从大到小的顺序,将各个归一化传输常数排列起来。随着模式阶数的增大,归一化传输常数曲线虽然在局部区域有一些波动,单曲线整体呈现明显的线性增加的趋势。

然后根据功率耦合系数公式,利用归一化传输常数、阶跃型多模光纤的模式场、高斯光束的模式场表达式编写求解功率耦合系数的程序,进行数值仿真。

2 仿真结果分析

程序中采用的阶跃光纤的参数为:纤芯直径为50 μm,包层直径为125 μm,纤芯折射率n1=1.45,包层折射率n2=1.436。

图3是功率耦合系数和高斯光束束腰半径的关系曲线。此时,光束无偏移,无倾斜角,波前曲面的曲率半径为正无穷。

可以看出,只有LP0n模式被激励出来,在w0为17 μm的时候,只有基模LP01模式被激励出来,这个点被称为匹配点。光束在光纤开始处激励出的模式场和光束自身模场分布相似,LP01模场分布可近似认为高斯分布,所以说当w0为17 μm时,LP01的模场和高斯光束的模场匹配,LP01模式的模场半径和高斯光束的束腰半径应该基本上相等[11]。

根据Marcuse提出的估算模场直径的公式为

其中,V为归一化截止频率。通过计算得出LP01模式的模场半径为W/2≈17 μm,等于高斯光束的束腰半径。

图4 是光束偏移0~34 μm后的各个模式的功率耦合系数,此时光束无倾斜,波前曲面的曲率半径为正无穷。

x轴表示的是不同的偏移量,y轴表示的是模式的归一化传输常数b,b是按从大到小的顺序排列。

由图中可以看出来,当偏移量为0 μm时,只有基模LP01模式被激励出来;当随着偏移量增加到8.5 μm时,LP11模式也被激励出来,此时它的功率远远小于LP01模式;当偏移量为17 μm时,LP01和LP11模式的功率基本相当,此时LP21等模式也被激励出来;偏移量继续增加到25.5 μm时,LP11模式的功率大于LP01模式,激励出来的模式数增多;再继续增加偏移量,光束的功率损失严重,激励出来的模式的功率变小,这是应该避免发生的情况。

偏移的情况虽然能激励出除基模LP01外的其他模式,但是这些模式的功率耦合系数比较小,是以损失大部分光束功率为代价的,而且激励出的模式基本上只集中在前几个低阶的模式范围内。

根据文献[11]可以知道,通过偏移入射光束和倾斜入射光束都可以选择性地激励起多模光纤中的不同模式。图5 是倾斜角从0°~8.60°各模式的功率耦合系数,此时光束无偏移,波前曲面的曲率半径为正无穷。倾斜角是以δ0=λ/(πw0)≈0.57°的整数倍为间隔选取的。当倾斜角δ=0°时,只激励出基模LP01模式;当δ=0.57°时,激励出LP01、LP11模式;随着倾斜角的增大,被激励出来的模式数越来越多,而且模式的阶数也越来越高;继续增大倾斜角,当倾斜角接近临界角的时候,有相当多的光功率被辐射出去,激励出的模式数开始变少,其所携带的功率也变小,比如δ=8.60°时,这是应该避免发生的情况。

x轴表示的是不同的倾斜角,y轴表示的是模式的归一化传输常数b,b是按从大到小的顺序排列。

对比光束偏移的情况可以看出,光束倾斜可以得到更好的模式选择性激励,所以接下来对光束倾斜的情况进行实验验证。

图6是从另一个角度看倾斜角较大时各模式的功率耦合系数。可以和图5对照来看。由于去掉了入射角很小的情况,避免了功率耦合系数很大时的基模和低阶模式,更便于观察各个高阶模式的激励情况。从仿真的结果来看,随着倾斜角的增大,不断激励起更高阶的模式。由于不同模式的传输常数不同,光信号在以更高阶的模式传输时将产生更大的群时延。

x轴表示的是不同的倾斜角,y轴表示的是模式的归一化传输常数b,b是按从大到小的顺序排列。

3 实验

关于不同角度入射激励起不同模式的研究,已经有文献进行过相关报道,而对于不同入射角度激励不同模式的时延特性的研究还较少。其中,一个比较困难之处在于改变入射光的角度需要对光路进行较大的调整,对于需要精确度较高的时延特性的检测是比较困难的。为了对仿真结果进行验证,按照图7 的结构搭建了实验系统,使入射光束展宽成长条形状,再汇聚到光纤端面,这样就能够包含很宽范围的入射角。通过移动狭缝,就可以选择入射光的角度,使整个测试系统连续可调。

为了测试多模光纤中模间色散引起的时延特性,使用了一个脉冲宽度为1.5 ps,脉冲间隔为6.4 ns的窄脉冲作为光源。经过一个光腰直径为1 mm的光纤准直器输出,由一个焦距为25 mm的柱面镜在y方向上展宽,最后由一个焦距为30 mm的球面镜汇聚到多模光纤,两个透镜间距约200 mm。这两个透镜的作用是将光束在y方向上展宽超过6 mm,使汇聚后的光束以大角度入射到多模光纤。为了便于光束的耦合,这里使用了长50 m,芯径为200 μm,数值孔径为0.37 的多模光纤跳线。探测器使用了一个10 GHz带宽的高速光电探测器,电信号由一个50 GHz带宽的高速示波器进行测试。根据仿真结果,当光束垂直入射时,激励起的基模的功率将远远大于其他模式,受到高速示波器的动态范围的限制,测试时测量得到的将主要是基模的情况。为了便于测试更多高阶模式的分布和时延特性,让多模光纤和光束主轴之间有超过10°的夹角,由于光束本身是接近高斯光束的分布,这样使垂直入射的基模的光功率很低,相应的低阶模的光功率也较低,这样便于测试各个高阶模的特性。光束汇聚后通过一个宽度为0.2 mm的窄缝,从上到下移动窄缝的位置就获得了不同角度的入射,每0.1 mm移动一次,换算成角度,每一步相当于角度倾斜了0.2°,倾斜角度的变化总共约为4°,测试结果如图8 所示。图8 中的数字1~21 指的是每次倾斜0.2°后的时延特性。

从图8中可以发现,随着入射角度的增大,不断有更高阶的模式被激励起来,而由于高阶模的传输常数较大,所产生的时延也不断增大。根据图2b所示,随着模式阶次的增大,传输常数近似线性减小,因此,模式的时延近似线性增加。在一定范围之内,随着入射角的增大,激励起的高阶模式的传输常数和光纤产生的延时呈近似线性增大的关系。狭缝的位置与最后获得的光脉冲的延时具有一一对应的关系。每个入射角不可能仅仅激励起一个模式,而是会激励起传输常数接近的一组模式,因此,脉冲有一定的展宽,而且,入射角很大的情况下,将激励起更多的模式,体现在时延特性上,测量得到的光脉冲的宽度也有增大的趋势。实验结果与仿真结果是一致的。由于输入光束本身的光功率是高斯分布,实验中不同入射角度之间的功率也是呈高斯分布,因此,与仿真的结果相比,实验测量得到的各个模式之间的功率耦合系数更加均匀。此外,受到x方向的光束尺寸、光纤模式耦合、入射角度改变的同时也存在着入射位置的偏移和狭缝的衍射效应等问题的制约,激励起的光脉冲波形有一定畸变。

需要说明的是,实验中所用的光纤纤芯直径为200 μm,包层直径为220 μm,数值孔径NA=0.37,而仿真程序中采用的光纤纤芯直径为50 μm,包层直径为125 μm,纤芯折射率n1=1.45 ,包层折射率n2=1.436。仿真和实验所选的参数不一致,是因为光纤尺寸越大,则能传输的模式数越多,计算所需要的时间过长,而大的芯径和数值孔径有利于实验中光的耦合,所以仿真时光纤的尺寸选得较实验小,但是变化规律是一样的。

4 结论

多模光纤通信系统 第6篇

关键词：As-S玻璃,芯皮结构光纤,多模光纤,双坩埚法,光纤损耗

0 引言

相比于硅光纤和氟化物光纤, 硫系玻璃红外光纤具有更低的声子能量 (300~450cm-1) , 其光透过波段在0.7~6.0μm左右, 可以在近、中远红外区域工作。在硫系玻璃红外光纤中As-S红外多模光纤以其很宽的玻璃形成范围、化学稳定性好、力学性能优, 成为3~5μm波段大气窗口的最佳传输波导之一[1,2,3,4], 在激光能量传输、热成像、远距离传感、光纤激光器以及军事和航空航天等领域有着广泛的应用[5,6,7,8,9,10]。目前, 在国内市场上对3~5μm中波段光纤传像束和激光能量传输介质的需求十分迫切, 因此本文对As-S芯皮 (纤芯—包层) 结构多模光纤的制备工艺进行了研究, 以满足国内市场需求。

1 As-S红外光纤芯皮玻璃组分设计

在制备As-S芯皮结构红外光纤时, 必须对其芯皮玻璃组分进行设计。首先利用红外玻璃的折射率变化经验公式Δn=-0.017xS计算出分子式为As40-xsS60+xs (xS为摩尔百分比, 单位mol%) 的折射率变化;然后根据芯、皮玻璃配比分别算出它们的折射率n1、n2, 再通过数值孔径 (NA) =槡n12-n22可算出光纤的数值孔径[11]。数值孔径是多模光纤的重要参数, 其表示光纤接收入射光的能力。一般数值孔径越大, 接收光的能力就越强, 但同时还要兼顾对模式色散的影响。经过反复实验, 我们选择了As38S62为芯料, As35S65为皮料, 两者折射率差为2.3%, 光纤的数值孔径约为0.5。

2 As-S红外光纤的制备

E.M.Dianov等人在实验中发现, 相对于棒管法, 双坩埚法拉制的红外玻璃光纤的机械性能有明显提高[12], 而且芯皮结构尺寸可调, 因此我们采用氩气加压的硬质玻璃双坩埚拉丝塔进行了As-S芯皮结构红外光纤制备。As-S红外玻璃是制备As-S红外光纤的关键材料, 其中的羟基离子和S—H等杂质的含量会显著影响光纤在各个特征吸收峰的吸收损耗, 特别是在2.9μm和4.0μm波长附近的吸收损耗比较显著。因此, 必须对初始原料工业用6N (99.999 9%) As和5N (99.999%) S进行提纯净化。

采用双坩埚法拉制As-S芯皮结构红外玻璃光纤时, 我们首先对6N As和5NS进行了物理蒸馏提纯, 除去碳、过渡金属氧化物、SiO2以及原料表面微量的氢和羟基离子等杂质;然后将两种提纯原料在无水、无氧的手套箱中混合, 再将配料石英管抽真空 (真空度约为1×10-4 Pa) 、封接, 放入摇摆炉中熔融, 进行除气泡和退火处理, 即可获得芯、皮玻璃棒;最后在拉丝过程中, 需预先加热双坩埚, 并将芯料和皮料分别装入芯料管和皮料管中, 通过分别设置芯料管和皮料管压力 (0~0.25 MPa) 、拉丝速度 (1~10m/min) 、拉丝温度 (300~400℃) , 可制备不同直径、芯径皮厚比 (芯皮比) 的红外光纤。

采用双坩埚法拉制As-S芯皮结构红外光纤过程中, 主要依靠芯料管和皮料管压力来控制熔体流速, 进而影响光纤的芯皮比。图1示出了不同芯料管和皮料管压力比rP对直径为200μm左右As-S红外光纤皮厚Lc的影响, 可见As-S红外光纤的皮厚随着芯料管和皮料管压力比的增大而减小。在As-S芯皮结构红外光纤制备时, 我们对图中的实验数据进行线性拟合 (如有大量实验数据, 则可增加线性拟合结果的可靠性) , 按照设定的光纤皮厚, 估算所需芯料管和皮料管压力比。

为了了解芯料管压力对As-S红外光纤直径、芯径及皮厚的影响程度, 我们在光纤拉制过程中保持皮料管压力一定, 改变芯料管压力, 发现As-S红外光纤的皮厚随着芯料管压力的增大而减小, 而芯径会随着芯压的增大而增大。当我们尽可能减小皮料管压力 (在0.002 MPa左右) , 并同时保持皮料管压力及其他试验条件一定时, As-S红外光纤的皮厚及芯径尺寸与芯料管压力之间的关系如图2所示。可见, As-S红外光纤的芯径和皮厚几乎保持一定, 其中芯径介于50~60μm, 皮厚介于8~9μm, 此时芯料管和皮料管压力比对光纤芯径及皮厚已无明显影响, 即芯料管和皮料管压力比只能在一定范围 (rP≤67) 影响光纤尺寸。此外, 在整个拉丝过程中对拉丝温度和拉丝速度也应进行适当选择, 其中拉丝速度对光纤直径的影响比较显著, 当其他试验条件一定时, 拉丝速度越快, 直径就越小, 一般拉丝速度在1~10m/min, 可确保光纤拉制连续进行。

3 As-S红外光纤的性能

我们采用光学显微镜Motic BA400对拉制的两种As-S芯皮结构红外光纤截面进行了观察, 并利用图像处理软件计算出光纤的几何尺寸。图3a) 所示的As-S红外光纤的皮厚为7.5μm, 与其透过光波段较接近, 适宜制作红外光纤传像束, 图3b) 所示的As-S红外光纤芯径较大 (150μm左右) , 可以用作红外传能光纤, 可见双坩埚法制备红外光纤的一个技术优势就是可以实现各种规格和芯皮比光纤的制备, 而且芯皮界面的光学质量很高。

我们采用北京第二光学仪器厂的WQF-400型红外傅里叶变换光谱仪 (其外光路加装有双色红外探测器) , 对拉制的As-S芯皮结构红外光纤进行了损耗 (采用截断法) 谱和As-S红外玻璃透射谱的测试。图4为As-S红外光纤的损耗谱, 可见采用双坩埚法制备的As-S芯皮结构红外光纤在2.75μm附近的损耗在0.5dB/m以下, 同时可以把羟基离子在2.90μm处的吸收损耗控制在1dB/m左右, 但是S—H杂质的吸收峰还是比较明显的 (在3.11μm和4.01μm附近吸收损耗分别为1dB/m和5dB/m左右) 。图5为As-S红外玻璃透射谱, 吸收峰波长与图4中As-S红外光纤的损耗谱上的吸收峰波长较一致, 这表明所制备的红外光纤其原料玻璃中的杂质含量, 特别是杂质S—H的含量对吸收峰的影响比较显著。

4 结论

通过设定芯料管和皮料管压力比、拉丝速度、拉丝温度等试验参数, 采用双坩埚法拉丝工艺获得了不同直径以及芯皮比的多模As-S芯皮结构红外光纤。在光纤拉制过程中, 芯料管和皮料管压力比是影响光纤芯径和皮厚的重要因素, 当其他试验条件不变, 光纤芯径会随着芯料管和皮料管压力比的增大而增大, 而光纤皮厚则会减小;但当皮料管压力减小到一定程度并保持一定时, 芯料管压力的改变对光纤芯径和皮厚的影响就不明显了。拉丝速度对光纤直径的影响比较显著, 一般拉丝速度越快, 直径就越小。我们通过对制备的As-S红外光纤损耗谱及其原料As-S红外玻璃透射谱的对比研究, 发现玻璃原料中杂质S—H的含量对光纤损耗的影响比较显著。这也是目前影响As-S红外光纤国内产业化的一个关键因素, 因此提高原料纯度是降低As-S红外光纤损耗的关键环节, 也是我们下一步的工作重点。

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多模光纤通信系统 第7篇

近年来,随着网络的发展以及各种网络服务,如流媒体、网络电话会议等服务的出现,人们对网络带宽的要求也越来越高。10 Gb/s以太网将成为今后局域网的主流。局域网中多使用多模光纤,目前也已开发出能支持10 Gb/s传输速率的新型多模光纤。然而,对于已敷设的传统多模光纤的网络,模式色散会引起码间干扰,误码率过高。在新的10 Gb/s以太网标准——10GBASE-LRM[1]中提出采用电均衡技术,对因色散而畸变的信号在接收端进行电均衡,以缓解在要求的传输距离下,由多模光纤色散引起的码间干扰,从而避免更换光纤,降低了系统更新的成本。

由于多模光纤没有单一的模型,其响应受多种因素的影响,差别非常大,因此在选择均衡器以及均衡器参数时,可通过仿真和统计的方式来确定均衡效果,从而获得绝大多数多模光纤适用的均衡器。

1 电均衡技术

均衡器是一种在接收端补偿或消减码间干扰的接收器,可用于线性时变的信道。假设使基带信号畸变的信道的冲激响应为hc(t),若在接收端使用一个滤波器,其响应为he(t),且hc(t)*he(t)=δ(t),其中*表示卷积,δ(t)为冲激函数,则滤波后的信号可被恢复为原始发送信号。均衡器采用这一原理对畸变信号进行补偿,最大程度地减小由信号畸变带来的码间干扰。从结构上均衡器可以分为三种:线性均衡器(LE)、判决反馈均衡器(DFE)和最大似然序列估计均衡器(MLSE)。LE和DFE的基本结构如图1所示。

图1中,{xk}序列为经过采样的接收信号,采样周期为τs;{undefinedm}序列是对接收信号{xk}经过均衡滤波和判决后得到的码元序列,也可以认为是对发送序列的估计,码元周期为T。

LE由等时延间隔的多抽头的横向滤波器实现,且时延间隔为接收信号的采样周期τs。{ci}为各个抽头的权重,{ym}可写为:ym=undefinedcixk-i,通过调整{ci},即调整滤波器的响应,获得最佳的均衡效果。理论上,τs≤T都是允许的。实际应用中,根据Nyquist采样定理,采样频率须为信号频率的两倍以上,因此一般都采用τs≤T/2的线性均衡器。

DFE属于非线性均衡器,由两个部分组成:前向滤波均衡器(FFE)和反馈滤波器。FFE的结构与LE相同,时延间隔为τs;反馈滤波器也是由等时延间隔的多抽头横向滤波器组成,时延间隔与码元周期T相同,其作用是将已判决的码元信息反馈给当前码元判决。{ym }可写为:undefinedundefined在之前码元判断正确的情况下,反馈滤波器能最大限度地减少当前码元对后面码元的干扰。因此,DFE的性能比LE更好。

MLSE是在所有可能发送的序列中选择可能性最大的发送序列,Viterbi算法是常用的一种。就性能而言,MLSE的性能最好,但是其结构较复杂,功耗较高,同时,还需要大量的运算量和存储量,并且对于10 Gb/s的高速系统来说,处理速度也是一个限制因素。

对于时变的信道来说,均衡器需要具有自适应性,即根据信道变化调整各个抽头的权重。常用的自适应均衡算法有:最小均方法(LMS)、自回归最小二乘法(RLS)等。LMS算法运算量不大,数值计算稳定。RLS算法收敛速度快,但运算量大,故在高速光纤系统中,多采用LMS算法。

2 仿 真

2.1 多模光纤系统仿真模型

Matlab仿真中使用的系统模型和多模光纤的统计模型是根据10GBASE-LRM标准建立的。系统模型如图2所示,信号源是速率为10.312 5 Gb/s的伪随机二进制序列NRZ信号,采用OOK调制,信号经过高斯低通滤波器、多模光纤和贝塞尔-汤姆逊低通滤波器,最后由电子均衡器对多模色散进行补偿。

高斯低通滤波器的阶跃响应从20%开始到80%处的上升时间为47.1 ps,该滤波器的冲激响应为:

undefined

式中Δt=0.069 9 ns。

贝塞尔—汤姆逊低通滤波器阶数为4阶,3 dB带宽为7.5 GHz,该滤波器的频率响应可写为:

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式中a0=2.114,fB=7.5 GHz。

在仿真中,采用的是在10GBASE-LRM标准制定过程中开发的剑桥108光纤模型,是所有OM1(传统的62.5 μm多模光纤)光纤中性能最低的10%的光纤的统计模型[2]。该模型根据光纤不同的折射率分布,定义了108种OM1光纤,并且假设由一根芯径为9 μm的单模光纤作为入射光源(光斑为高斯分布)的尾纤,对多模光纤进行偏置注入(offset-launch),偏移量分别设为17 μm、20 μm或23 μm,以获得较好的带宽性能 [3] 。三个偏移量和108种光纤集合的组合可以得到324种不同的多模光纤系统。另外,根据10GBASE-LRM标准的规定,仿真中的光纤长度为220 m。

剑桥模型根据光纤的折射率分布和光纤长度确定了在光纤中传输的各个模式的相对延时τi,其中i表示的是模式的阶数,3≤i≤20,更高阶模可以忽略。除此之外,根据光源入射的偏移量确定了各个模式被分配到的光功率:

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式中Pi为i阶模式的光功率。因此,多模光纤的冲激响应可写为:

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在接收端,我们只针对有限抽头数且采用LMS自适应算法的DFE作了仿真。用(a+b)DFE表示前向滤波器的抽头数为a且抽头间的时延间隔为T/2(T为码元周期),反馈滤波器的抽头数为b,采用LMS算法的DFE。

在系统中假设了两个白噪声源,发送端的噪声主要是LED等产生的相对强度噪声(RIN),假设为高斯白噪声,方差为0.04,该噪声在通过多模光纤到达接收端之后,为有色噪声。接收端的噪声主要是接收滤波器等产生的热噪声,方差为0.03。

2.2 不含均衡器的系统仿真

不含均衡器的仿真是观察系统处于10 Gb/s的高速率通信时,如果不采用有效的电均衡技术,系统码间干扰的程度。

多模光纤系统可以看作是线性系统,因此系统的冲激响应反映了系统的性能。图3表示了324种冲激响应中的几个例子。从图中可以看出,不同多模光纤的系统响应差别很大,图3a)是入射偏移量为17 μm时53号光纤的冲击响应和眼图,其脉冲展宽较小,仅对前后各一个码元有干扰,眼图的“眼睛”睁得比较开。图3b)和c)反映的是光纤中的另两种情况,一种是当前码元对其之前码元的干扰较多(pre-cursor case),另一种是当前码元对其之后的码元干扰较大(post-cursor case)。在不考虑噪声的情况下,其眼图已接近闭合的状态。

从系统冲激响应的展宽程度以及受当前码元干扰的前后码元个数,大致可以确定DFE需要的抽头数,因此仿真中对324种光纤系统的冲激响应做了统计分析。图4为系统受干扰码元数的分布图。在统计的324种光纤情况中,被干扰码元个数为4的光纤比例最高,对于所有光纤,至少有2个相邻码元受到干扰。大部分光纤,有3~7个相邻码元被干扰。在被干扰的码元中,一部分是位于当前码元之前的码元,这里称为pre-cursor码元,另外一部分被干扰的码元位于当前码元之后,这里称post-cursor码元。图5和图6是这两类被干扰码元数的统计结果。图5显示大部分光纤有1~3个pre-cursor码元被干扰,小部分有4~6个pre-cursor码元被干扰,个别情况下被干扰的pre-cursor码元数可多达到7~9个。从图6可以看出,大多数光纤仅有1~2个post-cursor码元被干扰,最多为5个。由此推断DFE的反馈滤波器的抽头数可选择3~5,前向滤波器的抽头数大于6。

2.3 含DFE时的系统仿真

在大致确定了均衡器需要的抽头数后,对(8+3)DFE和(14+5)DFE补偿该多模光纤系统色散的性能进行了仿真。

由于10GBASE-LRM标准中要求该多模光纤系统误码率小于10-12,不适合用蒙特卡洛仿真方法对系统的误码率进行仿真,因此,在仿真中采用眼图来确定系统的品质因素Q,并由undefined估算系统误码率。误码率小于10-12时,Q必须大于17 dB。

这里覆盖率是基于324种条件下的光纤仿真。通过计算每种光纤系统经过DFE的电色散补偿后可达到的Q值,得到覆盖率和Q的关系,如图7所示。从图中可以得到,采用(14+5)DFE近100%的光纤可以达到Q>17 dB的要求,而采用(8+3)DFE时,约98%的光纤能达到Q>17 dB的要求。整体上,两种DFE都能较好地对大多数光纤进行色散补偿,而(14+5)DFE性能要比(8+3)DFE更优。图8为系统分别由这两个均衡器均衡后得到的Q值。图中一点代表一种条件下的光纤,共324个。该图进一步比较两个均衡器的性能差异。从图中可以看出,对大部分光纤,两个均衡器的性能差别不大。对个别光纤两者的Q值有比较大的差别,主要原因在于这几个光纤的系统,受干扰的pre-cursor或post-cursor码元较多,而(8+3)DFE的前向或反馈滤波器抽头数量不够造成的。另一方面说明,当被干扰的码元数不多且系统内的噪声比较小时,即使大量增加均衡器的抽头数量,对系统性能的改善不太大。

3 结束语

综上所述,有限抽头数的DFE可以有效地进行电色散补偿,使大部分OM1多模光纤系统在10 Gb/s速率下系统的误码率可以达到要求的10-12以下。DFE中反馈滤波器的抽头数量可以选择为3~5,建议采用T/2时延间隔的前向滤波器的抽头数大于12。过多的抽头数对系统性能并没有很大的改善。理论上如果进一步改进均衡器结构,引进前向纠错技术(FEC)或采用MLSE均衡器能使均衡的效果更好,可以增加该系统支持的多模光纤链路距离(>220 m)。

参考文献

[1]IEEE.IEEE 802.3aq-2006 IEEE standard forinformation technology-telecommunications andinformation exchange between systems-local andmetropolitan area networks-specific requirements part3:carrier sense multiple access with collision detection(CSMA/CD)access method and physical layerspecifications amendment 2:physical layer andmanagement parameters for 10 Gb/s operation,type10GBASE-LRM[S].IEEE:[s.n.],2006.

[2]INGHAM J,PENTY R,WHITE I.Statisticalmodeling of multimode-fiber links[EB/OL].[2004-11-10].http://www.ieee802.org/3/aq/public/tools/108fiberModel/CamMMF1p2/CamMMF1p2_ReleaseNo-teREADME_FIRST.pdf.

[3]WEBSTER M,RADDATZ L,WHITE I H,et al.Astatistical analysis of conditioned launch for gigabitethernet links using multimode fiber[J].J LightwaveTechnol,1999,17:1532-1541.

[4]PEPELJUGOSKI P,EWEN J.Connector transfermatrix[EB/OL].[2005-01-21].http://grouper.ieee.org/groups/802/3/aq/public/tools/ctm/CTM_Documentation_RevB.pdf.