低速电机范文

2024-05-14

低速电机范文（精选6篇）

低速电机第1篇

超声电机是国外20世纪80年代发展起来的一种全新概念的直接驱动微特电机。其利用压电材料的逆压电效应,使弹性体在超声频段产生微观机械振动,通过定子和转子之间的摩擦作用,将定子的微观振动转换成转子宏观的单方向转动。超声电机具有低速大扭矩、无电磁干扰、响应快、运行无噪声等卓越特性,具有极其广阔的应用前景[1,2],对其输出特性的测试与分析也成为超声电机研究的基础和重点工作。

低速电机代替传统的电机和减速器,使得装置小型化。其应用领域极为广阔,广泛应用于医疗机械、食品机械、包装机械、起重机械、仪器仪表,以及冶金矿山、石油化工、交通运输等行业和军事工程、航空航天等领域[3,4]。

国内外对超声电机的测试研究主要是对其在谐振频率下速度相对适中的稳定运行,而对超声电机低速特性进行研究的很少。开发电机低速运行的性能是今后机电行业发展的新趋势。利用虚拟仪器技术进行多参量检测和分析成为超声电机研究的新手段,超声电机将以其明显的优势,在自动控制、精密定位等领域获得成功的应用[5]。

对于电机低速的研究,速度检测是难点,对电参量的分析是重点。本文利用Lab VIEW编程实现对超声电机1r/min左右的低速进行检测,并对电参量进行分析,为超声电机的低速性能评估提供测试平台,同时也为超声电机实现低速控制与应用提供依据。

1 系统硬件结构设计

以旋转超声电机为测试对象,根据测试参量,系统选用CV3-1000磁补偿式电压传感器、LTS6-NP霍尔电流传感器和日本内密控编码器NOC-5000-2MD来实现。系统结构如图1所示。虚拟仪器硬件选用NI USB-6251外插式数据采集卡,价格便宜且构架简单实用。

2 软件编程

软件是电子测试仪器-虚拟仪器的核心。

Lab VIEW是一种基于图形化编程语言的测试系统软件开发平台,将数据采集、分析与显示于一体[6,7]。系统软件功能如图2所示。

系统主要实现对低速速度检测以及电参量时频域进行分析,同时可以实现数据采集、分析、曲线显示与打印等附加功能。

2.1 数据处理

理想情况下,脉冲计数干扰很小,对于实际测低速要考虑电机运行速度不平稳,光电编码器本身输出脉冲不均匀及其与电机连轴运动产生的抖动等因素,这些都会对测速产生影响,因此需要对数据进行处理,本文采用全相位数字滤波器带通滤波处理来实现去除低速和电参量的测试的干扰,全相位数字滤波器利用FRR(forward filter,reverse filter,reverse output)[10,11]方法实现。

2.2 低速测速方法

针对旋转超声电机,利用光电编码器,根据脉冲计数实现转速测量的主要方法:M法(测频法)、T法(测周期法)和M/T法。

结合Lab VIEW语言编程和低速要求,本文选用T法测速,测速原理如图3所示。

速度公式如式(1)所示。

利用DAQassistant设置外部触发源触发两次完成一次任务。外部触发源PFI9接被测速度脉冲(编码器输出)且上升沿触发,基准源接计数器输入端,这样就很好的实现T法测速。

基准源利用DAQassistant的脉冲输出即可实现,设置高低脉冲的时间即可设置信号源的频率和占空比,输出引脚为PFI13。基准源越大则测速精度越高,但过大会影响采集卡的内存,因此本系统设计10k Hz的信号源。低速测速程序如图4所示。

2.3 电参量测试分析

通过系统测试电压,电流的瞬时值和有效值。根据功率计算,得到功率曲线和功率有效值,如图5所示,功率值约为13.3W。

如图6所示,从自相关曲线可以看到,信号是正弦周期信号,从而验证了系统的可靠性。由频域分析FFT测得的驱动频率42k Hz与时域所测的频率一致,进而验证测试分析系统的可靠性。

经过谐波分析,旋转电机电流的谐波相对基波的幅值比例THD为3.125 7E-7,基波信号相对噪声SINAD为4.12d B,旋转电机的电压的谐波相对基波的幅值比例THD为1.299 9E-7,基波信号相对噪声SINAD为4.164d B,根据结果可知,谐波和噪声相对基波都很小,电机性能较好,其不会对周围的电气设备产生过大的影响。

对于滤波器频率响应特性,采用Network functions.vi来实现,图7所示,由coherence function曲线值恒为1可知滤波前后信号完全相关。而幅频特性曲线显示了带通滤波器的特性,而相频特性曲线显示相位差在通频带范围内为零。

3 低速测试试验分析

以旋转型超声电机为测试对象,搭建系统试验平台。利用数据采集卡的计数引脚PFI8、PFI9和PFI3实现对超声电机的低速测试。

3.1 基准源的可靠性

利用Lab VIEW编程输出10k Hz的脉冲信号,通过示波器观察,为占空比50%的方波信号,可以作为精确的基准源信号。

3.2 测速系统可靠性验证

利用信号发生器(理想化)模拟输出低频方波脉冲信号测速,从而验证Labview所编程序的准确性,低速设置10.5度/分,即信号频率为1Hz的方波,基准信号10k Hz。通过验证,利用Labview编程的T法可以实现准确测速。通过加入些干扰信号来模拟抖动,通过程序测试也能准确测速,从而验证系统的可靠性。

3.3 速度测试

测电机稳态速度,设置每次运行连续采集1 000个速度点得到滤波前后的曲线,并且通过均值处理得到这一段的平均速度,测试结果如图8所示。所测平均速度约为0.97r/min,实现电机的低速测试。

为了得到电机低速运行特性以及估算测试系统的可靠性,旋转型超声电机经过一段时间连续运行,得到时间-速度曲线如图9所示,速度随时间而下降,这和驱动电源及电机长时间运行发热有关。运行1个小时左右,通过观察,电机的总转数与所测结果基本吻合,进而验证系统的可靠性。

4 结论

利用虚拟仪器技术,以旋转超声电机为研究对象,搭建一个超声电机低速测试与分析系统。该系统能够可靠测量和分析低速与电参量特性,还实现了对数据的滤波、曲线的平滑处理、电参量的频域和谐波分析等。经过试验测试,验证了系统的可靠性和稳定性。本系统为超声电机低速性能与控制的研究提供了测试平台。

摘要：利用虚拟仪器技术构建超声电机低速测试和分析系统,旨在用LabVIEW软件实现对超声电机低速检测与电参量的特征分析,设计测速方法、滤波和拟合处理来解决低速测试的难点。文章从系统结构、软件设计方法和试验测试几个方面进行详细论述。经试验证明,该系统简单、实用,实现可靠的低速测试与分析。

低速下电机转矩脉动抑制的算法研究第2篇

本文提出了一种通过自学习控制的方式,采用迭代算法获取修正曲线,对电机电压进行按位置角的补偿,从而抑制转矩脉动。

1控制思想概述

针对转矩脉动问题,已有一些国内外学者做过相关研究,并且也取得了一定效果[1,2,3]。但是许多控制方法都是建立在电机精确的数学模型基础上的,这就限制了在一些难以获得精确数学模型的电机上的应用。本文研究的方法一定程度上克服了这个缺点。

对于理想的电机,单位转矩电流产生的转矩是恒定的。实际的电机因为非理想的对称状态, 恒定的转矩电流也会产生转矩脉动,而且脉动是与转子位置角相关且呈周期性的。

本文论述的控制方法并不依赖于电机的数学模型,因此可将电机系统的实际模型看作是一个“黑匣子”,我们只关心其输入与输出。结合实际,我们首先需要对这个“黑匣子”的输入输出特性有个定性的了解。“黑匣子”以电机电压或电流作为输入,以转速或转矩作为输出,则输入输出呈正相关性,这个特性是本文所研究的算法的基础。

基于上述思想,希望通过自学习控制的方式,找出输入输出的具体关系,生成一个修正函数,对输入量(电压或电流)进行修正,使输出量 (转速或转矩)恒定,从而实现电机的平稳运行。

2算法介绍

本文研究的算法主要包括自学习控制和迭代法。

2.1自学习控制

自学习控制是希望系统能依靠自身的学习功能来认识被控对象的特性,并相应地对系统输入进行调整,从而得到期望的输出特性。

自学习控制的目标是找到一个理想的输入特性曲线,使被控对象输出一个符合期望的结果,即对期望响应Yd(t),找到控制输入Uk(t),使系统响应Yk(t)在k →∞时有Yk(t)→ Yd(t),其中k为学习次数。

自学习控制系统的结构如图1所示。其控制过程如下:系统输入U(t),检测系统响应Y(t),经过自学习控制模块后得到修正曲线,将其存入存储器,然后对系统输入进行修正,得到修正后的输入Uk(t),系统响应为Yk(t),再将Yk(t)输入自学习模块,如此不断学习,最终得到期望的系统响应Yd(t)。此自学习控制与下面2.2节介绍的迭代法共同构成迭代学习控制算法[4]。

2.2迭代法

迭代法是一种逐次逼近法,其基本原理是不断用变量的旧值递推得到新值。迭代法要取得成功,关键是找到一个合适的变量递推函数,即迭代函数,使得变量能收敛于稳定值[7]。

一般地,对于递增函数y=f(x),欲使y=a,若对自变量x作如下迭代:

其中yk=f(xk),取合适的γ值,可使迭代收敛快而平稳。选定γ值后,若xk和yk收敛,则对式(1)两边取极得

由于于是得到即yk收敛于目标值a。

对于电机系统,电机转速n与电压大小U成正比,即n与U存在递增的函数关系n=f(U)。因此可作猜想:运用上述迭代方法,转速n可收敛于稳定值。

2.3算法应用

将上述算法具体应用到电机转矩脉动的抑制中去,算法流程图如图2所示。

本算法主要通过自学习方式获得电机的脉动转速与电机转子位置角θ(电角度)之间的关系式n = g(θ),然后利用此关系式,采用迭代法对电机电压进行按位置角的前馈补偿,使电机转速趋于平稳。算法具体执行有3个阶段,分别如下。

第1阶段:利用转速PID调节器给定转速运行。本文实验电机系统采用调压调速,采集电压斩波PWM的占空比,多次采样取平均值得到平均占空比(),这可以反映给定转速下的平均电压()。第1阶段结束后不再使用转速PID调节器。

第2阶段:使用第1阶段计算得到的平均占 --空比(),使电机在平均电压()下运行。采集电机实际转速n与对应的转子位置角θ,得到两者之间的关系式n=g1(θ)。

第3阶段:利用第2阶段获得的关系式n= -g1(θ)对平均占空比()按位置角进行第1次修正, 使电机按与位置角关联的占空比D=h1(θ)运行。根据修正后的运行结果可得到新的关系式n=g2(θ),然后对占空比进行第2次修正,得到D=h2(θ)。以此类推,重复迭代。每次迭代后刷新得到n=gk(θ) 和D=hk(θ),用数组来存放。迭代次数可由程序设置,也可以按转速n的脉动情况来自动控制。

3实验结果及分析

实验在一台永磁同步电机上进行,电机额定线电压220 V,额定转速3 000 r/min,极对数为4, 光电编码器线数为2 500。由于实验研究的是电机的低速特性,为了增大电压PWM占空比的分辨率,提高实验精度,实验时特意降低电压,设定电机驱动部分的逆变电路直流侧母线电压UZK=24 V。设定功率开关IGBT的开关频率为7.5 k Hz。

为了模拟本身具有大转矩脉动的电机特性, 本实验电机按照无刷直流电机三相六状态的方式运行,且特别修改了无刷电机的触发角(正常情况下,换相完成瞬间定子磁势方向超前永磁体转子磁势120°(电角度);本实验修改这个角度为60°(电角度),使得电机本身的单位电流转矩呈现明显的位置相关性(定子磁势与永磁体转子磁势叉积的大小反映了电磁转矩的大小)[8]。为了消除外界随机的转矩脉动影响,实验中安置了一个与被试电机相同的同轴相接的电机做发电机,用于产生负载转矩,即使这个负载转矩有脉动,也是与位置角成确定关系的,可以合并到被试电机的转矩脉动中去,故不影响本实验方法的有效性。

实验数据均采用标幺值形式,转速基值为电机额定转速,电角度基值为2π。

给定转速n=0.01(标幺值),用最优参数的PID调节器控制的电机转速波形和转子位置波形分别如图3、图4所示。从图3中可以明显看到转速在1个电角度周期内产生了6次脉动,这对应着电机的6次换相。

转速围绕给定转速n=0.01(标幺值)脉动,转速最大值为0.013 431(标幺值),最小值为0.006 822 (标幺值)。定义转速脉动比为

则最大脉动比为34.31%。实验中利用传统的PID调节器,选取最优参数依然难以使电机转速变得平稳。接下来具体应用本文算法进行实验。

第1阶段:给定转速n=0.01(标幺值),测得平均占空比=0.269,平均电压 = UZK· = 6.45V。

第2阶段:设置占空比D==0.269,使电机在平均电压=6.45 V下运行。测得脉动的转速与转子位置角之间的关系式n=g1(θ),如图5所示。程序中可以用数组来存放这个关系式,具体做法是:将电角度标度从(0,1)扩大到(0,m),然后将对应的转速数值存放到1个长度为m的数组中, 本文取m=500。

第3阶段:利用关系式n=g1(θ)求得转速平均值nˉ=0.010 3(标幺值),与给定转速n=0.01(标幺值)基本一致,可见转速是围绕给定转速脉动的, 可将转速平均值nˉ作为平稳转速的期望值。由于转速与电压大小关系符合迭代法的条件,参照式(1),且实验证明,取γ=1较优,于是对任意位置角θ下可作如下迭代:

其实质是根据转速n偏离平均值nˉ的比例关系对电压大小进行修正。相应的PWM占空比形式为n和Dk(θ)的值根据当前转子位置角θ分别从存放关系式n=gk(θ)和D=hk(θ)的数组中取得。每次迭代后需刷新关系式n=gk(θ)和D=hk(θ)。下面看一下算法对抑制转速脉动的效果。

图6给出了经过5次,20次,50次迭代后的转速波形以及经过50次迭代后的转子位置波形。

转速脉动抑制效果与迭代次数的关系见表1。

表1中,“*”为迭代次数0表示未经算法控制的原始转速数据。

图7给出了电机转速的最大脉动比与迭代次数的关系曲线。

从以上实验结果中可以直观地看到随着迭代次数的增加,电机转速脉动逐渐减小。经过50次迭代后,最大脉动值从最初的0.003 431 (标幺值)降低到0.000 577(标幺值),最大脉动比从最初的34.31%降低到5.77%,转速脉动得到了很好的抑制,转速波形基本平稳。观察比较图4和图6的转子位置波形,后者线性度更好,更加平滑,说明电机运行更加平稳。实验表明,经过10~20次迭代后转速平稳度即可令人满意,在转速n=0.01(标幺值)下,1个电角度周期约为0.5 s(极对数为4),完成10~20次迭代约需5~10 s。

经过多次迭代,待转速平稳后测得占空比与转子位置角的关系如图8所示。

按此关系对电压进行修正即可获得较平稳的转速。可以将此关系存入存储器,以后即可直接调用来对电压进行修正。根据前文论述,利用传统的PID调节器难以使得转速变得平稳,下面我们对PID调节器的输出进行修正,改进后的控制结构图如图9所示。

对转速PID调节器的输出按照图8所示曲线的规律进行修正。可以将图9虚线框内的结构看作一个“新电机”,这个“新电机”具有良好的控制特性,即单位电流转矩不随位置角变化。在PID参数最优时“新电机”的转速曲线如图10所示。

“新电机”的最大脉动比为5.93%,相比改进前的最大脉动比34.31%,“新电机”的转速特性取得了明显的改善。

为考察这一修正曲线的通用性,观察转速n= 0.005(标幺值)时的实验结果,如图11所示。

由图11可知,运用了PID调节器输出修正之后,n=0.005(标幺值)运行时的最大转速脉动比也由56.38%下降到9.45%,转速脉动同样得到了很好的抑制。实验证明,本文算法对低速下电机转速脉动的抑制具有通用性,对不同电机不同转速下的转速脉动抑制均具有良好的效果。

4结论

本文提出的迭代学习控制算法,不需要获得电机系统精确的数学模型,仅需凭借系统输入输出的正相关性,即可对系统输出特性进行有效控制。实验证明该算法对低速下电机转矩脉动的抑制具有较好的效果,主要体现在两方面:1)较快的收敛速度。只需经过10~20次迭代即可取得令人满意的结果;2)较高的平稳度。从实验数据中可以看出,经过算法控制后,转速脉动得到了大幅度的抑制,电机运行非常平稳。

低速电机第3篇

圆筒型永磁直线电机结合了直线电机和永磁电机两者的优点,具有体积小、推力大、功率因数高等特点,使其在工业自动化、机械、军事等各种往复直线运动应用场合均具有较为明显的技术优势和推广价值。在油田抽油机、卷扬机等设备的驱动系统中,它同样具有高效节能的优点,特别在直接驱动系统中,由于取消了中间多级传动机构,从而使整个系统的效率大为提高[1,2]。

本研究以新型大推力电机在抽油机直接驱动系统中的应用为背景,对电机的齿槽力进行分析,提出减少电机齿槽力的优化方案,并得出相关结论。

1 电机的结构分析和工作原理

圆筒型永磁直线电机的定子可以做成有槽和无槽两种结构,动子部分由永磁环和非磁性材料构成。按照永磁体的不同安装方式,可分为两种类型:一种是永磁体内嵌安装(TL-IPM);另一种是永磁体安装在动子表面(TL-SPM)。永磁体充磁有两种方向:径向充磁和轴向充磁。径向充磁比较难加工,但是效果要比轴向充磁效果好[3,4]。

本研究所设计的圆筒永磁直线电机的总体结构图及截面图分别如图1、图2所示,电机一个极下的结构模型如图3所示。该电机定子有槽,动子永磁环采用内嵌式安装的方式,充磁方向为轴向充磁,即将永磁材料制成圆柱体并沿其轴向进行充磁,将充磁后的永磁体和导磁体依次排列在电机轴的外面,电机轴采用非导磁性材料。电机的磁通回路为:永磁体N极→动子导磁体→气隙→定子铁心→气隙→动子导磁体→永磁体S极→永磁体N极,回路方向如图3中带箭头的闭合曲线所示。

2 电机齿槽力解析分析

由文献[5]可知,旋转电机的齿槽转矩定义为内部的磁共能W相对于位置角α的负导数,即:

$Τ_{c o g} = - \frac{\partial W}{\partial α} (1)$

$W = W_{g a p} + W_{p m} = \frac{1}{2 μ} \int_{V} B^{2} d V (2)$

在任意相对位置α,假设永磁体磁导率与空气相同,则旋转永磁电机气隙磁密沿电枢表面的分布可表示为:

$B (θ, α) = B_{r} (θ) \frac{h_{m}}{h_{m} + g (θ, α)} (3)$

式中 Br(θ),g(θ,α)—永磁体剩磁,有效气隙长度沿气隙圆周的分布;hm—永磁体充磁方向长度。

将B $_{r}^{2}$ (θ)和 $[\frac{h_{m}}{h_{m} + g (θ, α)}]^{2}$ 进行傅里叶展开,就可得到电机内的磁场能量,进而得到齿槽转矩的表达式。由于圆筒直线电机可以认为是旋转电机在结构上的一种演变,可将旋转电机存储能量W计算方法用于圆筒直线电机中。忽略边端效应,可假设圆筒直线电机的定子长度为一个圆周2π,而其实际长度为C,则圆筒直线电机动定子沿直线方向移动位移x,相当于旋转电机中偏转的角度:

$α = \frac{2 π x}{C} (4)$

由于本研究所涉及的圆筒直线电机是轴向充磁的,永磁体放置在动子导磁体内部,永磁体内的能量可认为不变化,因而不产生齿槽力,只考虑能产生齿槽力的气隙内磁场能量。因此:

$W = \frac{1}{2 μ_{0}} \int_{0}^{π D} \int_{\frac{C}{2 π}}^{\frac{C}{2 π} + δ} \int_{0}^{2 π} B_{r}^{2} (θ)$ $\frac{h_{m}}{h_{m} + g (θ, α)}$ 2rdθdrdL (5)

式中 D,C,δ—圆筒直线电机动子外直径,定子长度,气隙长度。

则:

$\frac{\partial W}{\partial α} = \frac{π^{2} z D}{4 μ_{0}} (\frac{C}{π} δ + δ^{2}) \sum_{n = 1}^{\infty} n G_{n} B_{r (n z / 2 p)} \sin (n z α) (6)$

式中 z—定子的槽数;n—使nz/2p为整数的整数。

圆筒直线电机齿槽力为:

$F = \frac{\partial W}{\partial x} = \frac{\partial W}{\partial α} \frac{\partial α}{\partial x} (7)$

将式(4)和式(6)代入式(7),则:

$F = \frac{π^{2} z D}{4 μ_{0}} (\frac{C}{π} δ + δ^{2}) \sum_{n = 1}^{\infty} n G_{n} B_{r (n z / 2 p)} \sin (\frac{2 π n z}{C} x) (8)$

可以看出,与旋转电机类似,B $_{r}^{2}$ (θ)对齿槽力有较大的影响,但并不是B $_{r}^{2}$ (θ)所有的傅里叶分解系数都对齿槽力有影响,只有nz/2p次傅里叶分解系数才对齿槽力产生作用。

3 定子极距变化对齿槽力的影响

直线电机可以通过调整定子和动子的极距变化来削弱齿槽力。动子与定子相对位置变化在一个齿槽的范围内,齿槽力是周期性变化的,变化的周期数取决于极数与槽数组合。周期数Np为使nz/2p为整数的最小整数n,合理选取极数与槽数组合,使一个齿距内齿槽力的周期数较多,可以有效地削弱齿槽力。

对于本研究所讨论的28极84槽圆筒直线电机,一个极刚好对应3个槽,周期数Np=1,显然齿槽力非常大。在此电机的总体结构不变情况下,对电机的定子长度稍作改变。改进后的电机定子长度等于原来定子的83槽,82槽,81槽的长度,而实际槽数仍是84槽,动子部分保持不变。即将定子极距变为原来的83/84,82/84,81/84,则其z/2p分别为126/83,128/41和14/9,周期数Np分别为83,41和9。显然,当定子长度变为相当于原来定子长度83槽时周期数Np最大,齿槽力减少应该也最大。

4 极弧系数优化选择对齿槽力的影响

轴向充磁型电机永磁体之间的导磁体就相当于径向充磁的永磁体[6],如图3所示,因此其极弧系数ap可定义为[7]:

$a_{p} = \frac{τ_{f}}{τ} = \frac{τ - τ_{m}}{τ} (9)$

式中 τ—极距;τm—永磁体轴向充磁长度,τf—一个极下磁钢的长度。

根据前面分析,只有nz/2p次傅里叶分解系数对齿槽力有影响,对于本研究改进的84槽28极圆筒直线电机,齿槽力只与B $_{r}^{2}$ (θ)的83k(k为整数)次傅里叶分解系数有关。由相关分析可知,随着极弧系数的变化,傅里叶分解系数变化较大,并且使Br83最小的极弧系数也能使Br83k(k为整数)较小,因此只要选取极弧系数ap使Br83较小就可以减少齿槽力。根据文献[8]所述,Brn=2B $_{r}^{2}$ sin(napπ)/nπ,若使Br83=0,必须满足83ap=0,可取ap=m/83(m=1,2,3……83)。考虑到工程实际应用效果和经济性,可取ap=64/83。

5 有限元分析

为验证上述减少圆筒直线电机齿槽力方法的有效性,本研究采用有限元软件Maxwell进行电磁场仿真。由于圆筒直线电机是轴对称的,只需建立二维轴对称模型即可,提高了计算精度,减少了仿真时间[9]。

在本研究中,仿真对象为油田抽油机用大推力圆筒直线电机,其基本参数如表1所示。

根据上面所确定的参数,笔者建立了电机有限元模型,并进行了仿真。

改变定子极距对齿槽力的影响所作的仿真结果如图4所示。可以看出,改变定子极距对齿槽力影响非常大。当电机定子极距变为原来的83/84时,齿槽力减少最大,峰值为1.273 kN,而优化前为13.258 kN。

在改变定子极距为原来的83/84基础上通过极弧系数的优化选择后的仿真结果如图5所示,优化后的峰值为1.104 kN,是优化前23.258 kN的4.75%,齿槽力进一步减少。

6 实验分析

新型圆筒直线电机设计完成后在抽油机上进行了配套实验,由圆筒直线电机直接驱动的抽油机装置如图6所示。为测试齿槽力的大小变化,在不加电源的情况下采用拉力测试的方法测定定子极距变化对齿槽力的影响。测试结果表明,当采用整矩设置时电机最大齿槽力可达9.5 kN,而经过改进的电机结构,其最大齿槽力为1.4 kN,因而对齿槽力的减少效果非常明显。

7 结束语

本研究以新型大推力电机在抽油机直接驱动系统中的应用为背景,提出了减少电机齿槽力的优化方案。采用适当改变定子长度和采用合适极弧系数的方法,电机驱动时齿槽力得到了显著削弱,电机在低速运行时比较平稳。但伴随着齿槽力的削弱,圆筒直线电机的驱动力也有变化,如何考虑分析齿槽力削弱方法对电机的驱动力影响,是下一步研究的工作重点。

参考文献

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中低速磁浮列车直线电机连接器分析第4篇

中低速磁浮列车与轨道间无机械接触, 靠电磁力实现列车悬浮与导向, 克服了轮轨车辆的粘着限制, 具有爬坡能力强、噪声小、安全、舒适、快速等优点, 正越来越受到社会关注。

中低速磁浮列车的牵引通过直线感应电机实现[1]。每节车安装10台直线感应电机, 采用星形连接、5串2并方式分布在悬浮架左右两侧, 如图1所示。为便于联接和维护, 每侧5台电机之间采用连接器进行串联连接, 最后三相在尾部电机连接器内部短接。中低速磁浮列车的电机连接器是连接电机的重要部件, 且与城轨车辆的电机连接器有较大不同, 故需对中低速磁浮列车的电机连接器进行重点分析研究。

1 直线电机连接器设计选型

电机连接器设计选型分为连接电缆确定、通用要求分析、安装接口分析和特殊要求分析4部分。

1.1 连接电缆确定

根据中低速磁浮列车直线电机对载流量的要求, 确定直线电机的电缆截面积。基于列车牵引速度特性的要求, 进行牵引逆变器与直线电机参数匹配设计, 确定直线电机最大工作电压为AC 220 V, 最大工作电流为340 A, 牵引逆变器的最大输出电压为AC 1170 V。考虑有一个电机连接器出现短路的情况, 选用电机连接器的电压要有一定的冗余, 故规定选用电机连接器满足的最大电压为AC1 500 V。

其中Icable为单芯电缆工作自由空气中的允许持续载流量;Iload为负载电流;k1为预期环境温度的修正系数;k2为敷设类型的修正系数;k3是允许预期电缆寿命减少, 在任何情况下都使用标准的预期电缆寿命时, k3应为1.0;k4是当不持续工作时, 考虑短时电流, 并根据标准附录A的程序计算得出的修正系数, 当持续工作时, k4应是1.0。

中低速磁浮列车直线电机根据电缆的各项修正系数及载流量如表1所示, 由公式计算并选择直线电机电缆的截面积。

由表1可知, k1为0.97, k2为0.81, k3取1.0, k4取1.0。已知负载电流Iload=340 A, 由公式计算得出计算值I=432 A, 查表1得, 70 mm2电缆的载流量Icable=442 A, 显然, 432 A<442 A, 符合标准EN50343对电缆截面积选择的规定。

由此分析可以确定直线电机的电缆截面积为70 mm2。

1.2 连接器的通用要求

连接器选型方案初期[3], 首先根据列车的牵引速度特性, 确定直线电机的输入额定电压, 最大电压, 额定电流, 最大电流以及电流制式。

连接器设计选型阶段, 参考连接器标准的同时, 需充分考虑所选用连接器的性能参数要求, 包括环境性能、机械性能以及电气性能等, 分析其是否满足中低速磁浮列车的使用要求, 如中低速磁浮列车直线电机连接器安装在悬浮架上, 暴露在车体外部环境, 故连接器的防护等级应不低于IP67。

1.3 连接器的安装接口

考虑连接电缆弯曲半径 (移动安装6×D) , 悬浮架纵梁高度、安装座与悬浮架托臂间距、直线电机编铝线横向外界尺寸因素的影响, 直线电机连接器及安装座受安装尺寸界限的限制。

电机连接器及安装座总的最大外形尺寸:280 mm×156 mm×120 mm, 如图2所示。

1.4 短接连接器的特殊要求

中低速磁浮列车直线电机尾部的连接器与其他连接器不同, 其特殊要求是三相在尾部直线电机[4]连接器内部短接。

根据GB7251.1规定, 所有低压成套设备的温升需要满足如下要求:不可接触外壳的温升应不超过55K, 导体和连接端子部位的温升值应不超过70K。受极限温升限制, 铜排短接处不会因温升升高造成连接器烧损现象。依据IEC 60077[5]《铁路应用机车车辆电气设备第1部分一般使用条件和通用规则》标准, 在短接连接器设计时, 连接器的电气间隙、绝缘层高度及爬电距离设计要符合标准要求, 防止短接连接器出现表面闪络现象。中低速磁悬浮列车尾部电机连接器短接处是采用导电性能良好的铜螺钉和短接铜排把三个铜材质连接端子短接在一起, 螺纹紧固连接处要紧固可靠, 图3为矩形连接器短接处设计, 图4为圆形连接器短接处设计。

总结以上分析, 在选择连接器时应根据连接器主要性能进行选择, 同时从可靠可维护性、工艺安装拆卸等方面对连接器进行要求。其主要性能如表2所示。

2 结语

根据连接器设计要求, 中低速磁浮列车选用了圆形直线电机连接器, 尾部选用圆形连接器短接设计。实验结果表明, 通过磁浮列车各种工况下的运行考核, 连接器温升不超过20°, 电气性能满足设计要求。该连接器为磁浮列车的可靠性运行奠定了良好的基础。

摘要：根据中低速磁浮列车直线电机的性能要求, 对直线电机连接器的连接电缆、通用要求、安装接口和特殊要求等进行了全面分析, 选用了一种能可靠适用于中低速磁浮列车的直线电机连接器。

关键词：磁浮列车,直线电机,连接器,短接,性能要求

参考文献

低速电机第5篇

随着新能源产业的兴起, 电动汽车以低成本运营, 绿色环保等优势进入到人们的生活中。低速电动车作为一种新型的代步工具, 在农村占据了很大的市场。但是低速电动车目前使用的电机及控制器大多为直流有刷控制系统。直流有刷控制系统的缺点是电机维护费用高, 最高转速低, 爬坡能力有限, 这些因素一直制约着低速电动车的推广。交流异步电机控制系统可以有效克服直流有刷控制系统的缺点, 但是价格偏高。本设计在电路设计及器件选型上做了大量的分析及试验验证, 提供了一种操作简单, 价格低廉的低速电动车用交流异步电机控制器。

1 电机控制器系统设计

电动汽车电机控制器主要工作方式为扭矩控制方式。工作原理为:采集车辆油门踏板的信号和电机速度传感器信号作为输入, 根据检测到的电机U、V、W的相电流做闭环反馈, 得到电机驱动需要的PWM波形。同时, 电机控制器需要实时监测电机的温度信号、电流大小、控制器的温度信号、电压信号等, 保障控制系统的安全及行车的安全。为了方便实现对电机参数的匹配设置及整车特性的设置, 专门设计了CAN总线通信电路, 提高了控制器使用的方便性及故障定位的便捷性。本设计共由三部分组成, 控制板、功率板及电容。基于上述功能, 本设计的系统框图如图1所示。

控制器的主芯片采用TI公司的TMS320LF2406, 该款芯片将实时处理能力和控制器外设功能集于一身, 为控制系统应用提供了一个理想的解决方案。控制器的外围电路主要包括:模拟量检测电路、开关量检测电路、电流检测电路、电压检测电路、温度检测电路、转速采集电路及CAN通信电路、参数存电路。

1.1 模拟量检测电路

模拟量检测电路通过运放完成对输入油门踏板信号的采集功能。如图2所示。

1.2 电流检测电路

电流检测电路是电机控制器系统的重要组成部分, 电路如图3所示。电流采样的准确性影响电机相电压矢量三角形的闭合性, 即影响电机的效率及运行的平稳性。但是由于集成的电流传感器价格比较贵, 本设计采用Allegro公司的A1326芯片, 配合磁环进行电流的检测, 通过改变磁环的磁场气隙, 可以调整电流的检测范围。实践证明, 使用该电路可以实现对电流的准确采集。

1.3 电压检测电路

电压检测电路可以通过检测电池的端电压, 实现对电池的过欠压报警, 如图4所示。由于蓄电池的工作电压范围比较宽, 为了准确检测到最高电压和最低电压, 本设计采用了双运放分段采集的方式。其中, 低电压由U8A检测, 高电压由U8B部分电路检测。低电压段输出:V0= (R58* (1/ (R57+R45) +1/R58+1/R56) *Vi+) -R58/R56*VREF。高电压段输出:V1= (R49* (1/R52+1/R49+1/R50) *Vi+) -R49/R50*VREF。其中, Vi+=R48/ (R37+R48) *Udc, VREF=3.0Vdc。此种检测方法大大提高了电压的采集精度, 而且电路简单, 器件便宜。

1.4 温度检测电路

图5为电机温度检测电路。将电机温度传感器信号从motor_temp信号端引入。通过更改R2、R3电阻的值, 可以实现匹配不同型号的温度传感器, 如PT100, KTY84等。

1.5 转速采集电路

本设计所应用的场合是低速电动车, 所以电机使用的转速传感器大多数为编码器。采集电路如图6所示。通过设置电阻R172、R62、R66和R67, 以及R173、R61、R64和R65的值, 实现对不同电压类型编码器的信号采集。

1.6 CAN通信电路

CAN通信电路采用CAN收发电路82C250实现, 如图7所示。在CAN的输出端增加共模滤波电感L10, 增强了CAN总线的抗干扰性。

1.7 参数存储电路

参数存储功能使用EEPROM芯片ST93C66, 如图8所示。通过CAN总线传入的设置参数, 存储在非易失性EEPROM中, 以适应对不同电机参数的匹配。同时, 电机及控制器如果出现故障, 也可以将故障代码存储在该EEPROM中, 然后通过CAN总线发送出去, 方便用户对设备的故障定位及检修。

2 结束语

文章详细论述了采用TMS320LF2406 DSP为核心的低速车交流异步电机控制器的硬件设计, 给出了模拟量采集、电流采集、电压采集、CAN通信等电路的设计方法及器件选型。本电机控制器通过台架测试及实际车辆道路测试, 证明硬件电路工作可靠, 控制器效率达到95%以上, 各种保护功能完善。通过CAN总线进行电机匹配设置及故障读取, 增强了控制器的可操作性, 方便了用户使用。图9为该款控制器安装图。

参考文献

[1]王晓明.电动机的DSP控制:TI公司DSP应用 (第2版) [M].北京航天大学出版社, 2009.

低速电机第6篇

在现代化的煤炭生产中, 皮带输送机作为煤炭的主要运输工具, 其传输能力在很大程度上决定了煤炭企业的生产能力。目前, 煤矿用皮带输送机的设计输送量高的可以达到6000~7000t/h, 有的工况需求配备数量达20多台甚至几十台, 全长达十几公里, 最长的皮带输送机单台长几公里。每台皮带输送机通常包含2~3台电机, 通过变速装置、驱动滚筒来驱动。皮带机运行方式为电机按顺序延时启动后一起运转。由于电机容量均按最大负载考虑, 正常工作负载较少达到额定载荷, 且设备存在备料空载或轻载等状态, 造成相当一部分电量白白损耗。因此, 采用新型的永磁同步变频驱动系统, 以达到减少电能损耗的目的, 是煤矿运输行业的发展趋势。此外, 皮带驱动系统的可靠性与稳定性对煤炭产量也有重要影响。

1传统驱动系统的问题

目前, 传统的带式输送驱动系统采用异步电机+液力耦合器或者CST组合、异步电机+变频器等驱动方式。异步电机+液力耦合器或者CST组合方式工作较为稳定, 但效率较低、耗能严重, 由于启动电流很大, 不仅会对电网电压造成冲击, 而且会影响电机的使用寿命。此外, 在运行过程中存在维护费用高、占地空间大、噪音污染严重等缺点。异步电机+变频器的驱动方式散热困难、控制复杂, 电机与驱动滚筒直联驱动时, 无法在低转速下输出高扭矩, 重载启动困难, 导致必须使用减速器增大扭矩。在2~3台电机驱动同一条皮带时, 功率平衡和转速同步问题不好解决。

2永磁同步变频驱动控制系统的研制

2.1永磁同步电机的设计

永磁同步电机是利用定子的三相交流电流和永磁转子的磁场相互作用所产生的电磁转矩来带动电机转子转动的。当定子电流频率固定时, 转子的转速也是固定的, 并且与该频率成正比:

式中, n为同步转速 (r/min) ;f为定子电流频率 (Hz) ;pn为永磁同步电机极对数 (对) 。

以晋煤集团赵庄矿带式输送机传动系统为例, 按照1.4m皮带机的运行速度为3.5m/s, 同时考虑到1.4m皮带机的滚筒直径, 计算出滚筒转速为67r/min。因此, 与其直联的永磁同步电机的额定转速为67r/min, 根据上面公式和变频器的输出电流频率17Hz, 计算出满足带式输送机传动系统需要的直联式永磁同步电机, 极对数需要设计为16对。

2.2变频驱动系统的设计

采用理论分析、计算机仿真和样机实验相结合的方法, 深入分析直联式永磁同步电机驱动系统的特点, 研究PI控制基本理论, 设计适用于该系统的控制算法, 并进行仿真验证, 进一步找出影响系统运行的因素, 并进行逐步改进, 达到仿真状态下的最优性能, 进而进行样机研制与调试。图1为整个永磁电机及其驱动系统控制原理图。

2.3永磁电机的散热、防爆设计

直联式永磁电机的散热问题较为重要, 该设计直接影响着电机的功率输出性能, 该散热装置采用套筒方式, 套筒内布置曲型水道, 使用高压胶管引入矿井的供水水源进行散热。套筒、水道的设计一方面要承受煤矿井下供水水源大约3MPa的水压, 另一方面要将电机发出的热量迅速带走, 再者要考虑到满足产品的防爆要求。

2.4变频器的散热、防爆设计

为了满足防爆要求, 按照GB3836.1-4—2010的相关规定, 对变频器的壳体进行了防爆设计, 防爆设计主要保证主门、左右接线腔、上下后门的防爆要求, 同时还对观察窗和按钮进行了防爆设计, 保证了观察窗的防爆性能。散热方面, 采用内循环水冷系统与外循环水路通过热交换器散发热量, 可以有效解决腔体内部结露问题, 避免环境潮湿导致变频器的IGBT击穿, 同时, 对变频器的散热效率有很大的提升, 使得变频器可以高效运行。图2为变频器水路系统示意图。

2.5整个系统的抗干扰设计

变频设备的电磁兼容性包含2个方面, 一方面检测系统是否符合EMC国家标准, 不至成为干扰源, 另一方面检测系统是否能经受外部干扰, 在恶劣的外部环境下长时间地稳定运行。本项目是从以下几方面实施的: (1) 减轻甚至消除干扰源, 这主要是针对变频器自身而言, 采用优化的算法可在一定程度上减小器件开关动作时产生的电磁干扰; (2) 切断干扰信号的传播路径, 采取屏蔽、接地、搭接、滤波、隔离、对线路合理编制排放的方法将干扰信号的传播路径尽可能地切断; (3) 硬件设计的抗干扰性能提升, 这在制板之初就需要周详地考虑其抗干扰性能, 保护关键芯片, 在强脉冲群干扰的情况下也能提供有效的泄放回路, 以使硬件正常运行。

3永磁变频驱动装置在带式输送机中的应用

该永磁变频驱动装置正在晋煤集团赵庄矿5307工作面进行工业性实验, 皮带长度约1200m, 处于1.5°下坡位置, 由3台电机并联驱动, 系统框图如图3所示。电机设计为直接驱动皮带滚筒的方案, 皮带机滚筒转速为66.5r/min, 启动过载为3倍额定转矩, 持续时间不超过1min, 联轴器采用涨套结构。至今为止, 已稳定运行10个月, 期间未出现任何故障。

4永磁变频驱动装置的节能效果分析

现在, 矿井皮带输送量、运输距离和驱动装置的功率迅猛增加。本项目所设计的皮带驱动系统, 功率因数几乎为1, 效率大于0.9, 较之传统皮带驱动系统的电气性能有极大改善。以煤矿井下每条皮带驱动系统装机容量1000kW为例, 若按日运行18h、年运行350日计, 每年可节约电量146.79万kW·h。输送带既是承载构件又是牵引构件, 依靠带条与滚筒之间的摩擦力平稳地进行驱动。由于结构复杂, 从电网侧吸收的能量只有约20%左右用于货物的传送, 效率极其低下。该皮带驱动系统, 简化了机械装置, 使其运行效率在90%以上, 节能效果极为可观。

5结语

直联式永磁同步电机及变频驱动系统很好地克服了传统皮带驱动系统的缺点, 具有使用性能佳、安全性好、低转速时输出扭矩大、控制可靠、散热性能好、维护简便甚至可以做到免维护、占地空间小、对环境无污染等优点, 是带式输送机驱动系统的理想方案。

参考文献

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电机运行05-19